- 100MHz以下の高周波アンプ -

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いずれはこのブログの内容も含めて体系的に分かるようなアナログ回路のtips集のホームページを作りたいと思ってます。

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アナログ演算ICといえばオペアンプが代表的です。また複雑な演算をするアナログICもあり、演算可能な周波数帯域も年々広がっています。

このアナログ演算ICはいくつかの入力端子と演算結果が得られる出力端子、さらにオフセット端子や付属機能の端子などが設けられています。

高い精度で演算結果を得るために、アナログ演算ICは0.1%誤差の金属皮膜抵抗で温度特性は50ppm/℃など高価な抵抗器を使うことも多くなります。また抵抗のバラつきを考慮して高精度の抵抗アレーを使うこともあります。（抵抗誤差は1%でも、同じアレー内の抵抗のばらつきは0.1%というものを使ったほうが抵抗単品を並べるよりも良い結果が得られることが多い）

ただ、そういった高価な外付け部品を使って出力は0Vを望んでもmV単位のオフセット電圧が出力されることが経験されます。

この傾向は広帯域化された演算ICほど顕著になります。

アナログ演算ICのデータブックには実に多くのパラメータについて数値やグラフが描いてあり、全てを理解して使うのは難しい面もあり、結果上記のようなオフセット電圧などはオフセット端子にボリューム（VR）などをつけて調整してしまう、ということも多くあると思います。ただ入力電圧が変化したり、出力回路が変わるとオフセット電圧が再び発生したり、オフセット調整用端子からのオフセット電流が影響することもあります。

このアナログ演算ICのたくさんあるパラメータにはたいがい入力オフセット電流という項目を見ることができます。また入力オフセット電流の温度特性のグラフも提供されていることがあります。

この入力オフセット電流というのは、簡単には入力端子から流れ出る、あるいは流入する電流値です。しかし実に曲者で、シンプルなオペアンプを例にとると、入力オフセット電流が1μAと書かれていれば、入力とアナロググラウンドに10kΩの抵抗が接続されれば10mVの電圧が発生します。オペアンプには+、-と書かれた入力がありますが、-側には出力から抵抗で負帰還抵抗を接続します。これらの合算抵抗値を各入力に接続して入力オフセット電流により発生するオフセット差動電圧を打ち消す（バーチャルショートとは別に）ことが原理上できます。

しかし実際にはオペアンプの入力、出力には別の回路網が接続され思うように出力オフセット電圧を小さくできないことが往々にしてあります。また広帯域オペアンプなどは差動アンプの入力がバイポーラトランジスタで構成されているものも多く、入力オフセット電流の温度系数も大きいことから温度変化で演算結果が大きく変わることもしばしばです。サーミスタで補正しようとしても大概はうまくいきません。

特効薬はありませんが、直近に接続された部品の精度だけでなく、回路網にも目を配り、オフセット電流により発生する電圧が同じになるように工夫するしかありません。

数MHz以上になるとインダクタなども入ってきて抵抗を入れていたつもりが直流的にはインダクタによりグラウンドと短絡していたなどということはよくありますので確認してみると良いでしょう。また交流、高周波を扱うのであればコンデンサでカップリングすることで直流的に回路網を切り分けることも可能です。

広帯域アナログ演算ICはオペアンプを含め位相余裕の問題で寄生発振が話題になりますが、直流的な面での考察も設計時にしておくと、妙な出力が計測された際、寄生発振なのかオフセット電圧なのかが切り分けし易くなり、あとで楽をすることができます。

一般的に検波と言えば、高周波に何らかの変調がかかっている信号から、何らかの変調成分を取り出す、逆にいえば高周波成分を取り除くことを言います。この目的を簡単に実現できるのがダイオードです。

ダイオードはご存じのとおり順方向には電流が流れ、逆方向では電流が流れないという基本特性を持っています。ところが高周波でこれを利用すると接合容量や順方向電圧などが問題となってくることがあり、さらに高周波では検波に頻繁に使われるショットキーバリアダイオードに至っては逆方向の漏れ電流の温度係数が大きく、不安定な検波出力を得ることにもつながってしまいます。現在はほぼ使われていませんが、ゲルマニウムダイオードも同様です。


そこでそもそも検波とは何かと考えると、0Vを中心に正負に振れる高周波電圧を0V以上つまり正の電圧を得ることになります。この「正負に振れる」を元に考えると、信号を二乗すれば必ず計算結果は正になる、つまり検波と同じ作用となることが想像できます。

一般的な検波との相違点は、出力の振幅が指数的に変化する、具体的にいえば二乗しているわけですから入力信号の振幅の二乗になるという点です。

その実現方法のヒントは、逓倍器にあります。逓倍とは元の高周波を整数倍するということですが、一般的には元の信号を「歪ませて」2倍や3倍、それ以上の周波数成分を作る回路をいいます。この歪ませる、という操作も数式上では掛け算を行わせているにすぎません。二乗というのはこの掛け算のなかで同じもの同士を掛け算している特別な条件です。





この逓倍のなかで2逓倍、つまり2倍の周波数を得るのに、DDBM（ダイオード・ダブル・バランスド・ミキサ）を使う方法がよく用いられます。3つのポートを持つDDBMですが、RF入力とIF入力に同一周波数、同位相の信号を入力すると、2倍の周波数信号が得られます。これは二乗が目的ではありませんが、掛け算器として扱われるDDBMを二乗器として扱っています。出力信号はDDBMに一般的に内蔵されるトランスを介しているため、交流となっています。

ではもっとその用途に特化した掛け算器はないのかというと、アナログデバイスのAD834をはじめとする4象現の高周波掛け算器が多数存在しています。これらはアナログ的に交流・高周波を正確に掛け算する目的で設計されたICですので、間違いない使い方をすれば大変優れた結果、つまりダイオードを使わずに高周波から正の電圧（振幅変調などのかかった脈流も含みます）を得ることができます。さらに部品の精度を高めると正確な演算をさせることもできます。

その高い掛け算の精度を生かすと、高周波電力の測定電圧をダイオードを使用する事なしに、さらには「測定電力が増えると目盛が詰まる、測定電力値を直流に直しても指数関数的に増加する（ダイオード自身の特性も加わるため、実際にはもっと複雑な関数…非線形）」という問題を一気に解決する方法が実現できます。

高周波電力をダイオードで直流に直せばE=SQRT(P・R)の関係から電力の増加の平方根ずつ検出電圧は変化します。これが測定電力が増えると目盛が詰まる理由ですが、高周波電圧を二乗することでダイオードを使わず正の電圧を得られるだけでなく、測定電圧は電力に正比例します。つまり目盛りはずっと等間隔になるということです。

具体的な回路例は各々のICのアプリケーションマニュアルなどに載っていますが、実際には高周波を直接二乗するアナログICにはいろいろと厄介な問題もあります。それはまた別の機会に紹介できればと思います。

高周波アンプの回路方式には、

1.　シングル方式
2.　プッシュプル方式
3.　ハーフブリッジ方式
4.　フルブリッジ方式

の4つがあります。高周波アンプの回路で歴史があるのは1項と2項で、特に2項は現在でもGHz帯まで含めても主流です。（一般にジェミニパッケージと呼ばれる1パッケージに2個のFETがソースコモンで接続されている素子は全て2項の方式で実装を容易にするためのものです）

一方3項と4項の方式は高周波アンプとしてはあまり知られていません。しかしこれらの方式はスイッチング電源でも特に大電力のタイプではごく標準的な回路で、電源メーカの人からすれば逆に慣れ親しんだ回路だと思われます。もちろんスイッチング電源の回路にはこのブリッジ型以外にフォワード型、ダブルフォワード型、RCC（リンギング・チョーク・コンバーター）方式などトランスの使い方で多数の方式があります。

下の図は4項のフルブリッジ方式の基本回路です。動作の流れは簡単で、FETを使った回路ですが、Q1〜Q4をスイッチとして考えて差し支えありません。

Q1とQ4をONすると赤の経路に電流が流れます。次にQ1とQ4をOFFしてQ2とQ3をONすると緑の経路に電流が流れます。結果としてトランスTには双方向に交互に電圧がかかり、出力側に高周波電圧が発生します。

この回路方式は連続キャリアまたは断続キャリアを出すことを主な目的としています。従ってリニアリティを必要とする用途には向いていません。それは3項のハーフブリッジ方式も同じです。なお3項のハーブブリッジ方式は上図のQ3とQ4をコンデンサに置き換えたものです。

フルブリッジ方式で各素子を飽和状態で使用することによる最大の特長は、非常に高い変換効率が得られることです。30MHz程度までで90%以上のDC→RFの変換効率も比較的容易に得ることができます。

また1素子で構成（シングルエンド）するEクラスのアンプなどでは、負荷条件によってはFETの耐圧（Vdss）を超える電圧波形により簡単にFETを破損させてしまいますが、このフルブリッジ方式は原理的にDクラス動作となるため、FETのドレイン〜ソース間の電圧は矩形波に近く、また電源電圧で素子にかかる電圧がクランプされるため、破損の危険性は低くなります。

下図がFETのドレイン〜ソース電圧（Vds）波形とドレイン電流（Id）波形の関係です。実際にはVdsは立ち上がったところで、さらにスイッチングサージ電圧が発生し、またIdの形も負荷やFETのCoss、トランスTの漏れインダクタンス（リーケージインダクタンス）などにより形や電流の立ち上がりのタイミングが変わります。

大きな電流が流れればスイッチング電源と同じくしてFETのOFFのタイミングで高い電圧サージが発生しFETを破壊する危険性もあるので注意が必要です。

FETを数十から数百MHzで使用すると、Vdssを瞬時に超えてもなかなか破壊しない事例が多数見られています。接合部内の電子の移動速度（加速）とその瞬時の時間の関係で破損に至らないとも考えられますが、はっきりとした原因は知られていません。…顧客などに説明ができない。

このフルブリッジ方式を実際に実現するには次のポイントをクリアする必要があります。

1.　Q1とQ3は素子そのものがグランドレベルから浮いているフローティングの状態で、ハイサイドスイッチとも呼ばれています。この素子のドライブもフローティングされている必要があります。スイッチング電源などでは、スイッチング周波数が数百kHz程度以下なので、フォトカプラなどを介して、絶縁された電源を使ってドライブできますが、数十から100MHzとなると、トランスを介して絶縁した高周波でドライブする必要があります。

下図がドライブ部分の一例です。入力したRF信号は0度で2分配し、ドライブトランスTdを介して直流的に絶縁し、各FETのゲート〜ソース間にRF電圧を加えます。トランスの●は巻き始めとします。これによりFETの組を交互にON/OFFできるようになります。実際にはFETのゲートに直列抵抗を入れるなども必要です。


2.　そのQ1とQ3は高周波アンプ用で従来から見られるパッケージ（フランジがFETのソースと接続されている）素子は使用できません。従来からあるMRF150（モトローラその後メイコム）やSD2931（STマイクロ）などフランジがFETのいずれの端子からも絶縁されているタイプが使用可能です。アメリカのマイクロセミ社ARFシリーズではこの方式のための素子がいくつかリリースされていています。

3.　原理的に増幅素子をスイッチとして使用しているため、出力の制御はドライブ電力の可変ではほぼできません。（増幅素子は常に飽和する条件のドライブ電力が供給されている必要があります。具体的にはFETのVgsthを十分に超え、かつVgss以下の高周波電圧となります。）そのため電源電圧Eを可変することで出力電力を制御（変化）させます。従って出力電力を一定に保つ制御をする場合は、検出した出力電力を直流電源の電圧可変部分にフィードバックする必要があります。つまり全体構成を考える場合には電源部分の制御回路とともに検討する必要があります。

電源電圧以外で出力を可変する手段で、Q1とQ4のON/OFFのタイミングをずらす方法もあります。（Q2とQ3も同様である）ドライブの位相制御とも呼ばれていますが、Q1とQ4の同時ONの時間（重なり時間）を広げたり狭めたりする手段です。短所として、出力電力を絞りきれないという問題があります。これは使用するFETの出力容量（Coss）への充放電により、出力されてしまうというものです。

4.　高周波アンプでは負荷条件が広く、素子から見た負荷が誘導性となる場合（通信用の場合でも同軸が短絡したりオープンになった場合、同軸の長さによっては誘導性負荷となる場合がある）、素子がFETであるならばドレイン〜ソース間の寄生ダイオード（ボディダイオード）のリカバリー特性（trr）が影響し、Q1とQ2が同時にONするようなアーム短絡モードが存在します。但しリカバリー特性以上に早い周期でドライブされているため、モータードライバのような破壊までは到達しないといわれています。それでも出力電力はほとんど得られていないにもかかわらず、非常に大きな電流がFETに流れる状況であるため、適切な保護回路が必要だと考えられます。

以上が実現するためのポイントですが、実際にはさらに細かい部分の検討事項が必要となります。フルブリッジ方式は回路自体は昔からありますが、高周波アンプへの適用には細部で改良の余地が多数あると思われます。

大電力の高周波電力（とも限りませんが）を測定すると誤差が問題になることが頻繁にあります。高周波電力の測定誤差が生じる原因はいくつもあります。

1.　測定器が変わった
2.　測定方法が変わった
3.　負荷が変わった
4.　温度条件が変わった
5.　被測定物（DUT:Device Under Test）が変わった

その他にもあるかもしれません。上記の項目もさらに細分化することができます。例えば1項の「測定器が変わった」というのも

1-1　測定器のロットが変わった
1-2　測定器のメーカが変わった

など、考えられるだけの種類が影響します。またその測定器を接続する系が変わっても、それは測定器が変わったという項目に含めることができます。例えば同軸ケーブルの特性インピーダンスのバラつき、同軸コネクタに変換コネクタを追加したなど、細かなことが影響を及ぼします。

厄介なのは上記の項目が複数絡み合った時です。さらに測定器自身の校正機能で校正したから正しいというのも、それは測定器の誤差の範囲に収めただけであって、絶対的な基準値を与えてくれるわけではありません。

また校正機関に出しても、それは校正機関のもつ基準に対してどれだけ誤差があるかという結果を知ることであり、誤差が無くなったということではありません。さらに校正機関の基準器の誤差も考慮する必要がある場合があります。

特に通信や放送用ではなく、半導体のエッチング用（プラズマ発生用）などでは1000Wに対して0.1Wの誤差が影響する世界ですので、せっかく出した校正も形だけというのはよく聞く話です…トレーサビリティの問題はこの業界ではホント厄介です。

ではどうすればよいか…最終的にはどの項目がどれだけの誤差を与えているかを定量的に知った上で測定することが大切です。それには基準となる測定系（基準）を組み、その他の測定系の基準との誤差を定量的に予め知っておくことです。もちろん温度条件などの環境条件も含めて基準を決めることと、校正機関にその測定器を出すのであれば出す前と出した後の誤差をわかるようにする必要があります。

上記は一般論であり、具体化したルールを決めればある程度は誤差を打ち消すこともできます。が、ルールだけではなく誤差が生じる原因つまりなぜ誤差が発生するのかを知ることも大切です。これを知ることでお客様に誤差の説明ができることと、測定器メーカに要望として出すことができるからです。

原因については例えば2項の高周波電力を測定する方法には

2-1　方向性結合器を介して測定する
2-2　高周波電力をアッテネータ（ATT）で減衰させて熱電形電力計（カロリーメータ）や高周波電力計で測定する

などがあります。さらに2-1は次のように細分化できます。

2-1-1　周波数成分を無視して測定するカロリーメータで測定する
2-1-2　周波数成分を無視して測定する検波型の高周波電力計で測定する
2-1-3　スペクトラムアナライザで測定する

DUTの特定の周波数での電力を測定するのが主な目的でしょうから、2-1-1の測定方法は誤差を見破るのが困難です。もちろんDUTの高調波成分が基準周波数より90dBとか100dBも違えば無視できますが、実際にはもっと悪い値を示すのが普通です。

さらに方向性結合器自身の問題があります。

1つは周波数が2倍になると結合度が3dB増加（正確には10log(f1/f2)で求めますので2倍なら3.01dBとなります）しますが、これも方向性結合器の保証する周波数範囲での数値で、それ以上の周波数ではどのくらいの結合度を示すかは別な測定器で確認しておく必要があります。

例えば第9高調波の周波数なら基準周波数に対して理論値は約9.5dBも多く出力されます。DUTの高調波レベルが高ければこれだけでも無視できない電力を測定してしまいます。さらに結合度誤差が加われば誤差はさらに大きくなることも考えられるからです。

よくFETのアンプなどで第9調波などは増幅できないから出てないよ、などと言う人もいるようですが、DUTのフィルタの特性、FETのCrss（帰還容量）や安定のためにつけた帰還抵抗を介してのドライブ電力の出力への漏れなど、意外と出てしまうことが多いのも事実です。

方向性結合器の問題点は方向性も加味しなければなりません。さらにDUTの電力を消費してくれる負荷（ダミーロードなど）のVSWRも含める必要があります。負荷のVSWRについてはいずれ書きたいと思いますが、これはこれで苦労が伴います。

2-1-2についても、2-1-1とは違った誤差を示します。これは検波型＝電圧変換型ですから、電力Pと検出電圧Eの関係がP=E^2/Rという式からわかるように高調波などの成分が多く加算されてしまいます。

では2-1-3がよいかと言えば、誤差が周波数ごとに違うという問題があります。つまり測定値がフラットではなくリップルがあるということです。

書くときりがないような感じもしますが、各々の項目について誤差を予め知っておくというヒントになると思います。

60MHz3000Wでます…という製品がお客様のところの受け入れ検査で3090Wと測定されてクレーム扱いになったなどということも、上記のようなことをお客様とも十分に議論して同じ測定系でかつ定期的にお客様と自身の系の誤差を明らかにしておくことで避けられる場合があります。

実際には広い周波数範囲でVSWR=1.0、10kW連続でもVSWR変動無し、などという負荷は再現性が低いので負荷のVSWRもパラメータの1つに加えた上で測定する必要があります。さらにVSWRだけではなく、スミスチャートあるいはイミッタンスチャート上の定VSWR円上でどのような測定値を示すのかも知る必要があります。これもまた機会をあらためて書ければと思っています。

さらに負荷が非線形の特性である（放電負荷など）ともっと厄介なことが発生しますが、これも機会をあらためて書ければと思います。